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驱动LED串的DCM升压转换器简化分析实际考虑

发布时间:2020-07-01 02:13:39 阅读: 来源:COC厂家

作者:安森美半导体Christophe Basso及Alaini Laprade本文的第1部分专门对驱动LED串的升压转换器进行了理论分析。激发这项研究的是稳定汽车应用背光驱动器环路的需求。由于应用了脉宽调制(PWM)进行调光控制,环路控制就是一项会影响最终性能的重要设计考虑因素。第2部分介绍应用的方案,并将对比验证测量的频率响应与理论推导数值。LED调光控制系统电路图高亮度白光LED的模拟调光会产生色偏。PWM数字调光控制是预防色偏的首选调光方法,因为发光强度将是平均流明强度。PWM导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。图1代表的是汽车应用LED调光控制系统,其在关闭模式下静态电流消耗低于10 µA。它采用安森美半导体的NCV887300[1] 1 MHz非同步升压控制器,此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED。相应的电路板如图2所示。

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图1:应用了NCV887300的LED PWM调光控制电路。图2:NCV887300 LED演示电路板。

为了方便分析,下面列出了NCV887300控制器的关键参数:- VIN = 13.2 V时,静态电流 (Iq) 6 µA (-40 °C TJ 125 °C) 。- EN/SYNC引脚:能够连接至外部TTL指令。引脚有双重功能,还支持振荡器同步至外部时钟- ISNS:升压晶体管电流感测限流阈值电压为400 mV;内部斜坡补偿为130 mV/µs。- VC:内部运算跨导放大器(OTA)补偿引脚。在封装引脚与放大器输出之间有一颗裸片级的542 ? ESD中联保护电阻。典型跨导gm为1.2 mS。OTA提供100 µA汲电流/源电流能力。- VFB:LED 电流感测电阻R29根据约200 mV的内部参考电压来调节。图1所示LED PWM调光控制电路的设计目标及工作原理如下文所示。设计目标在6至18 V输入电压工作范围下,此电路在200 Hz PWM调光频率时能支持1000:1的PWM调光比,使得计算出的最小脉冲宽度为5 µs。工作频率为1 MHz的NCV887300能产生最少5个升压晶体管门脉冲,以维持提供给LED电流的输出电容电荷。需要不连续导电模式(DCM)升压拓扑结构来维持稳压,因为在每个门脉冲过后升压电感能量全部被释放。连续导电模式(CCM)拓扑结构会导致稳压性能较差,且带来不合要求的模拟调光,因为升压电感的能量增强惯性要求数个工作周期。输出漏电流损耗必须减至最低,以帮助维持深度调光工作期间的输出电容电荷。漏电流导致LED PWM关闭时间期间出现一些输出电压放电,反过来产生一些模拟调光,使PWM恢复导通时间时补偿网络出现显著误差。- 肖特基整流器遭受跟温度相关的大漏电流影响。为了将升压整流器漏电流减至最小,电路中选择了超快技术的升压整流器。- 陶瓷电容的漏电流比电解电容低得多,是首选的输出升压电容。- 输出过压监测电路电流消耗必须保持在最低值。利用接地之电阻分压器网络的监测电路是不适合的。此电路中选择了齐纳激发的过压检测电路,因为齐纳拐点(knee)电压比电池电压高得多,而漏电流极低。电路工作信息Q18阻断数字电流,用于PWM数字调光控制。当PWM指令为有源低电平时,D34将IC的VFB反馈控制电压钳位至低于控制器稳压点的值,并阻断升压IC GDRV FET门驱动信号。Q15用作补偿网络状态采样/维持功能,用于深度调光应用。通用在PWM调光期间断开补偿网络连接,反馈补偿电容电荷(C31及C32)被维持,而当PWM指令变为有源高电平时快速动态控制就恢复。Q14与R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V逻辑PWM调光信号的电平转换,U7缓冲PWM信号以驱动双向开关Q15。如果未检测到LED开路故障事件,将会导致过压工作条件。电流感测电阻R29电压反馈将为0 V,就会产生环路开路输出过压条件。电路中选择了分立无源元件以应用过压保护功能,在LED系统被从外部关闭时将输出漏电流损耗减至最小。D31齐纳二极管感测过压条件,通过将启用(enable)引脚拉为低电平、中断升压开关工作(D28),引发控制器IC的软启动(D29)。电阻R30为输出升压能量存储电容C22提供放电通道。移除跳线J1将关闭LED链,以支持连接至VOUT端子与LED端子之间的外部负载。电阻R44是频率响应分析仪在VFB与FB端子的信号注入点。它的存在不会影响系统环路响应。通过在R44两端注入频率响应分析仪信号,将可以测量控制输出(FB/VC端子)、放大器(VC/VFB)及闭环形式中的开路增益(FB/VFB)响应。LED交流动态阻抗特性鉴定根据制造商数据表中在特定工作条件下测得的特征曲线,可以近似得出LED动态阻抗。系统具体热工作条件可能大不相同。第1部分的文章中介绍了系统LED动态阻抗的系统级方法,这方法对器件进行了系统级热条件下的特性鉴定。就第2部分的文章而言,我们使用频率响应分析仪,在100% PWM占空比的热稳定工作条件下,测量电路内的电流感测电阻、PWM FET阻抗及累积串联动态阻抗(见图3)。

图3:电流感测反馈网络的电路内小信号响应。

闭环分析第1部分的文章中推导出了控制输出(Vout)表达式H(s)。功率提供给LED串,但反馈控制项是LED电流感测电阻电压VRsense (见图4)。受控系统传递函数H(s)必须根据等式(1)来调整。图4. 电流感测反馈 (1) 其中: (2) (3) (4) (5) (6) (7) Vc可以从等式(8)获得。 (8)在热稳定的系统级工作条件下测量了LED动态阻抗、串联PWM晶体管及电流感测电阻参数。VIN = 12 V、Iout = 116 mA为工作参数。测得的开环响应Hc(s)波特图及测量结果如图5所示。表1列出了测得的参数,用于计算图1所示的电路图。

图5. 控制至输出响应——测量结果与计算值对比

表1. 演示板电路参数

参数

数值

备注

rLED (10颗LED链)

33.1 ?

测量值

Rswitch (Q12)

1.44 ?

测量值

Rsense (R69)

1.73 ?

测量值

VOUT

29.75 V

测量值

VIN

12.0 V

测量值

Ri

0.22 ?

Se

130 mV/µs

Cout

1.0 µF

GRM31CR71H225KA88L 进行了直流偏置及温度调节

rc

4 m?

Iout

116 mA

测量值

L

3.3 µH

MSS5131-332MX

LED负载

NSSW157AT

10颗LED链

Tsw

1 µs

在高频时,理论计算与实证阶段测量值之间的差异变得明显。差异归因于等式(1)的调制传递函数分子中缺少RHPZ项,在参考资料[4]的简化计算中被描述为一项局限。低频增益理论值与测量结果之前的些微差异(约1 dB)被观察到。升压电感、晶体管及整流器的工作损耗在推导直流工作点的过程中被忽略。如果顾及这样的损耗,占空比直流 工作点将会略大,导致低频增益减少。通过调整 等式(2)中的Vin (减小输入电压以减小电阻损耗)及Vout(增加输出电压以纳入升压二极管电压降)项,就可以观察到这一点。系统性能图1中所示的LED调光电路的1000:1 200 Hz PWM调光工作波形如图6所示。VC波形上有少许补偿电容电压放电,这是Q9双向开关响应时间与透过D19的PWM钳位激活之间的竞争条件产生的结果。电阻R29被引入,与钳位二极管D19串联连接,以限制补偿网络电荷耗尽。VFB波形维持想要的数字波形及幅值(无模拟调光)。PWM信号指令转为低态后出现额外短路持续时间GDRV波形(第6个脉冲),这是NCV887300内部逻辑传播延迟响应时间的结果。此额外脉冲的能量有利于帮助维持输出升压电容中的电荷,因为它补偿了深度PWM调光工作模式期间的某些寄生漏电流能量损耗。

图6:1000:1 200 Hz深度调光工作

结论本文第1部分介绍的驱动LED串的DCM升压转换器的理论小信号响应等式在本文第2部分中有效地应用于分析LED PWM调光电路。我们探讨了200 Hz 1000:1深度调光能力的实际层面问题。我们得到了仿真和测量结果,与忽略相位误差的情况进行比较;由于理论表达式中缺少RHPZ项,导致高频时出现相位误差。1000:1 200 Hz PWM工作波形显示出了极佳的工作性能。

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